QRZUA.CLUB

Сьогодні було трохи часу. IRF530 виявилися 100% підробкою. Не тримають струм. Вскрив - там кристал менше за сірникову головку. Отже в утіль. Як і IRF520 куплені у того ж самого продавця - Борода на промюа. Узяв IRF520 з радіомага - вони нормальні. Переміряв без резисторів у затворі. На вході транс 2:1:1, R2R3=50ом,  С11С12 =680пф.Підсилення та вихідна потужність більша ніж у р-канального IRF9520 тому що у 520го вище крутизна. Але потужність розсіювання 60Вт на транзистор. Поки що цій варіант лідирує, бо на 21МГц він видає 100Вт 
 

Трохи попитав джеміні стосовно максимальної потужності яку можна отримати з пари IRF520 без ймовірності теплового пробою. 

Є двотактний підсилювач потужності КВ діапазону 2-30МГц працюючий у класі В зроблений на мосфетах у яких максимальна допустима температура переходу 175С та максимальна потужність розсіювання 60Вт. Транзистори встановлені на радіатор без прокладок. Використовується якісна термопаста. Термореле за допомогою кулера підтримує температуру радіатора не вище ніж 50С. Яку максимальну пікову потужність в SSB я можу отримати без ризику теплового пробою транзисторів?
Максимальна безпечна пікова потужність огинаючої (PEP) в режимі SSB для вашого підсилювача становить 160 – 180 Вт (з короткочасними піками мовного сигналу до 200 Вт). У режимі безперервного однотонального сигналу (CW / TONE / режим налаштування) максимальна вихідна потужність обмежена рівнем 140 – 165 Вт.

Порахуй яка максимальна потужність SSB буде якщо КСХ = 2

За підвищеного КСХ = 2 (SWR = 2.0) максимальна безпечна пікова потужність (SSB PEP) знижується до 80 – 90 Вт.

Діпсік трохи консервативніший виявився. 

Безпечна практична межа (без ризику теплового пробою): я наполегливо не рекомендую досягати 175°C. Для надійної роботи напівпровідників температуру переходу слід тримати не вище 150°C (запас 25°C на пульсації, гістерезис термореле та нерівномірність прогріву кристала).
Реальна максимальна пікова потужність в SSB без ризику виходу транзисторів з ладу становить приблизно 130–140 Вт PEP (при ККД 65%).

При КСХ = 2 ваша безпечна пікова потужність (PEP) суттєво знижується. Якщо при ідеальному узгодженні (КСХ=1) я рекомендував триматися 130–140 Вт, то з КСХ=2 безпечний рівень падає майже в 1,4 раза. Отже максимальна безпечна пікова потужність SSB при КСХ=2 становить приблизно 98 Вт PEP.

В обох випадках було багато розрахунків - я їх опустив. Кому цікаво - можете повторити запити.

Отже для IRF520 треба по входу ставити атенюатори та обмежувати вихідну потужність на рівні 100Вт. Вийде досить стабільний підсилювач на 100Вт від 80м до 15м та 35Вт на 10м

До речі ці розрахунки дають відповідь чому горять транзистори. Десь КСХ вище, десь нагрів і тепловий пробій.
 

Зараз буде пост на многабукф. Отже усе почалось з того що я вирішив перевірити як працюють STP16NF06. Ємності у них досить невеликі. Але потужність розсіювання усього 45Вт. Вирішив нічого в схемі не міняти но знизити напругу живлення до 14.7в. Подаю збудження, і бачу на виході 100Вт. Упс, звідки вони там узялись? Рахувалка каже що теоретичний максимум - приблизно 65Вт, а при реальному ККД 60% максимум що ми можемо отримати - це 45ВтЗвідки ще 55Вт? Та ж сама ситуація була і раніше - максимальна потужність на виході перевищує розрахункову. Я це списував на резонансні явища. Але ситуація повторюється з будь якими транзисторами, тому вирішив розібратися. Та пішов з питанням до джеменіДіпсік у цілому з цим згоден. 

У стокових кіл MOSFET є вихідна ємність Coss​ (у STP16NF06 типова ≈160 пФ при 25 В, а при меншій напрузі вона ще більша). У двотактній схемі дві ємності стік–витік фактично опиняються між стоками (через середню точку живлення). Разом з індуктивністю первинної обмотки трансформатора вони утворюють паралельний коливальний контур.

Якщо частота сигналу близька до резонансної частоти цього контуру, напруга на стоках може значно перевищити VDD. Коливальна система накопичує реактивну енергію, і пікова напруга стає Q⋅VDD​ (де QQ – добротність контуру). Відповідно, напруга на первинній обмотці зростає, і потужність у навантаженні збільшується.

Він оцінив резонансну частоту у 13МГц. І це до речі досить схоже на правду.

Додаткова потужність майже напевно виникає через резонанс вихідної ємності транзисторів із індуктивністю первинної обмотки трансформатора. Це перетворює ваш підсилювач на різновид ключового резонансного підсилювача (клас E/F), що дозволяє зняти більшу потужність, ніж дає спрощена низькочастотна модель класу B.

При підвищенні потужності транзистори поступово входять у насичення, форма напруги на стоках перестає бути синусоїдою і наближається до прямокутної з викидами. Завдяки резонансному контуру, утвореному вихідною ємністю Coss​ та індуктивністю половини первинної обмотки (або повною обмоткою), напруга на стоці може підскакувати значно вище за VDD​ — до 45–55 В.

У такому ключовому режимі, схожому на клас E або F, амплітуда основної гармоніки на первинній обмотці зростає, відповідно збільшується потужність у навантаженні. Оскільки резонансна частота (приблизно 10–20 МГц) лежить у вашому робочому діапазоні, на 3–20 МГц ви отримуєте підсилення потужності аж до 100 Вт, а на 28 МГц резонанс слабшає, тому потужність падає до 50 Вт.

Щоб остаточно поставити крапку у цьому питанні я переміряв точку компресії при живлені 14,7в.Значення у дБ дещо відносні лише для того щоб отримати логарифмічний масштаб. Бачимо що компресія наступає після 32Вт на виході. Отаке.

Якщо підняти живлення до 24в та закласти ККД 55% максимальна потужність становить приблизно 100Вт. Отже усе що було виміряно раніше у цій темі та перевищує це значення - це робота підсилювача за межою компресії з підвищеним рівнем спотворень.

Які виводи можна зробити з усього вищенаписаного.
1. Транзистори горять тому що при переході у клас E/F напруга на стоці може суттєво перевищувати подвоєну напругу живлення  яка є при роботі у класі В. 
2. Зрозуміло чому деякі автори отримували вихідну потужність значно більшу ніж розрахункова (наприклад 170Вт з четвірки IRFZ24 по два в плече UR5FIG). Тому що ніхто з них не вимірював точку компресії та спотворення двутональним сигналом. Інакше вони були б розчаровані результатами.

Також тепер стає зрозуміло чому додавати по декілька транзисторів у плече у паралель - це зазвичай тупиковій варіант. Як це працює. Наприклад у нас є підсилювач, який повинен працювати від малопотужного трансиверу з виходом 5Вт. Хай наприклад наш підсилювач видає 100Вт. Ставимо додаткові транзистори у паралель. Отримуємо 130Вт. Вау! Зросла потужність! Але розберемося що саме відбувається. Коли ми ставимо декілька транзисторів у паралель то пропорційно зростає крутизна і як наслідок зростає підсилення. Тобто щоб отримати 100Вт нам треба не 5Вт на вхід подавати, а 1-2В у випадку коли подвоїли кількість транзисторів у плечі. Но ми цього не робимо і жаримо на вхід 5Вт. Атенюатор? Ні не чули. Додатково поставивши декілька транзисторів у паралель ми збільшуємо ємності, у тому числі вихідну. В результаті транзистори переходять у ключовий режим роботи та входять в насичення при менших потужностях на вході.На виході начебто приріст потужності. Але рівень ІМД який ніхто не вимірює буде геть поганий.

Який практичний рецепт? Не перевищувати на виході точку компресії 1дб. Як її виміряти? Потрібні потужні атенюатори на 1-2-3дб. Я їх зробив з потужних резисторів на 3-5Вт. Далі послідовно додаємо атенюатори між нашим 5Вт дайвером та підсилювачем. Для кожного значення фіксуємо рівень напруги на еквіваленті навантаження. Потім у екселі строїмо табличку з децибелами та шукаємо такий рівень виходу де підвищення входу на 1дб не приводить до такого ж самого зростанню вихідної напруги на 1дб. Оце і є наша точка компресії. Вище неї суттєво зростають спотворення. Мова йде не про гармоніки - їх ми легко відфільтруємо за допомогою ФНЧ. Мова йде про інтермодуляційні спотворення. Це коли спектр на виході підсилювача розповзається на сусідні канали.

Якщо нема атенюатора та бажання з цим возитися беремо рахувалку для підсилювача потужності, виставляємо опір каналу транзисторів так щоб отримати ККД 55-60%, дивимось на розраховану максимальну вихідну потужність - це і буде наша точка компресії. Вибираємо рівень збудження так щоб не перевищувати її

Теорія без практики немає сенсу. Отже схема простого підсилювача на 100ВтЖивлення транзисторів зроблено через автотрансформатор Т3. Це покращує роботу підсилювача бо пригнічує паразитні резонанси бінокля з вихідними ємностями транзисторів. Паралельно входу на нижніх діапазонах підключаються додаткові резистори. Це вирівнює потужність та КСХ.

Класичний розрахунок компенсації вхідної ємності каже нам що треба вибирати опір R2R3 настільки малий, щоб з вхідною ємністю транзистора він утворював RC-ланцюг з частотою зрізу вище чим максимальна робоча частота (у Гончаренко є стаття на цю тему). Паралельно ми змінюємо коефіцієнт трансформації Т1 щоб по входу було приблизно 50ом. Але при великих ємностях та малих опорах це приводить до підвищення потужності розкачки. А ось цього не хотілося. Тому вибрано компромісне рішення. R2R3 з опором 33ом фактично включені паралельно та дають 33/2=16,5ом які Т1 трансформує на вхід як ~150ом. Але також трансформуються і реактанс вхідної ємності транзисторів. На 21МГц ця ємність паралельно з 150ом утворюють реактанс дуже близький до 50ом (КСХ=1,1). Легко розрахувати що вхідна ємність становить приблизно 100пф. На НЧ бендах ця ємність має великий реактанс та майже не впливає на вхідний опір, тому підключаємо паралельно додаткові резистори, які вирівнюю КСХ

Потужність вказана пікова для SSB при розкачці від 5Вт. Вона не перевищує розрахункову. Стосовно потужності на 21 та 28МГц. Вона досить невелика, тому що в результаті вимірів виявилось що точка компресії з ростом частоти зменшується. Якщо замість 5Вт на вхід подати 10Вт то потужність на 28МГц майже не зміниться, а на 21МГц зросте лише у півтора раза замість двох. Тобто це вказує на компресію та нелінійний характер роботи підсилювача.

Вихідний біноклю саморобний на 8 кільцях  К16х8х6 600НН. Трансформатор Т3 на такому ж самому кільці 5 витків скруткою.  Т1 - BN43-202, первинна обмотка 3 витка, вторинні - по одному витку. Резистори R2R3R10R11 на потужність не менше 2-3Вт  

Шановний Андрій, вітаю. Чи не робили ви те саме через фільтр гармонік? Якщо так, то які реальні результати по потужності та по інтермодулю? З повагою, Сергій.

liqura писав: ↑Вів серпня 11, 2026 8:35 pm Шановний Андрій, вітаю. Чи не робили ви те саме через фільтр гармонік? Якщо так, то які реальні результати по потужності та по інтермодулю? З повагою, Сергій.

 

Усі вимірювання потужності я роблю виключно після ФНЧ 5го порядку, бо інакше це не виміри а казна що. На схемі і фото його нема бо він живе у окремому корпусі.

Рівень інтермодуляційних спотворень я не виміряв. На мій погляд головне - не працювати вище точки компресії, бо там дуже високі спотворення починаються.

До речі стосовно рівня ІМД є дуже прості емпіричні формули. Зазвичай для лінійних пристроїв рівень точки перехоплення третього порядку приблизно на 13дб вища за точку компресії. 
IP3 = P1db + 13
IP3 - це така точка де рівень продуктів третього порядку співпадає з рівнем двотонального сигналу.
Також відомо що спотворення третього порядку спадають по кубічному закону. Тобто коли двотональний сигнал змінюється на N дб, то продукт третього порядку змінюється на 3*N дб. Як результат у точці компресії рівень продуктів третього порядку буде приблизно
IP3 - (IP3 - P1db)*3 = 3*P1db - 2*IP3 = 3*P1db - 2*(P1db + 13) = P1db - 26db
Тобто вони будуть на 26дб менші. Якщо нам треба отримати рівень ІМД менше за -36дб то легко порахувати що вихідна потужність не повинна перевищувати P1db-3дб
 

Дякую за  розгорнуту відповідь. Результат чудовий. І вартує копійки... Я порівняв datasheet на IRF520 та IRF510. Склалося враження, що 520-й має в своєму складі два 510-х. А чи не буде доцільно замість одного в плечі використати по два 510-х? Площа підложки в цьому випадку буде, як мені здається, більша, і тому легше відводитиме тепло. До речі: IRF520 (TO-220 ST)  та IRF520PBF (TO-220AB, Siliconix) транзистори в "Радіомаг" від різних виробників. Які ви використали?
 

Я купував Siliconix. Треба мати китайський тестер напівпровідників та перевіряти ємність затвору. У моїх показує десь 800пф.
Стосовно заміни на два 510х. На мій погляд це недоцільно. Бо по перше якщо робити правильно то треба ставити по окремому трімеру на кожний транзистор що виставляти струм спокою. Або відбирати у плече пару транзисторів з близьким струмом спокою. Це зайвий головняк. Друга причина - велика кількість китайських підробок для 510ї.

Стосовно відводу тепла. У 510го максимальна потужність розсіювання 43Вт, тобто четвірка може розсіяти максимум 170Вт. Пара 520х - 120Вт. Тобто 510ті можуть працювати при більш високій температурі радіатору. Але вони не будуть коректно працювати допоки ви не зробите ланцюг зміщення з термокомпенсацією. Це не складно, але без нього при підвищенні температури зростає струм спокою що ще більш розжарює транзистори та приводить до теплового пробою. Тобто якщо ви маєте намір зробити "гарячий" підсилювач без примусового обдуву то треба враховувати додаткові нюанси.

Але я не раджу ставити паралельно транзистори. Я ніде не бачив такого рішення в професійній апаратурі. Всюди де потрібно більша потужність ставлять декілька блоків підсилювачів та суматор потужності. На мій погляд паралельне включення суттєво знижує надійність. Транзистори мають неідентичні характеристики. Навіть якщо ви їх підібрали. Є вірогідність що струм через один буде більший ніж струм через другий. Він буде розсіювати більшу потужність і це може привести до теплового пробою. А слідом згорить другий транзистор з пари. Тому це таке досить аматорське рішення.

Китайські тестери типу LCR-T4 при тестуванні MOSFET показують не ємність затвору, а сумарну по всіх виводах. Щоб поміряти саме ємність затвору, міряйте два виводи - істок і затвор - отримаєте адекватне значення.